Součástky IGCT zjednoduší a zdokonalí výkonové polovodičové měniče

Článek vznikl za podpory grantu GA ČR 102/00/1246.

Součástky IGCT zjednoduší a zdokonalí výkonové polovodičové měniče

1. Úvod
Křemíková tyristorová struktura zobrazená na obr. 1a se stala technologickým základem postupně tří významných výkonových spínacích polovodičových součástek: „klasických“ tyristorů (řídicím impulsem nevypínatelné, vyvinuté v roce 1955 ve firmě General Electric), vypínacích tyristorů (součástky GTO) a nejnověji součástek IGCT. Uvedené typy představují tři stupně stále se zvyšující dokonalosti tyristorových součástek. Navzájem se liší v zásadě pouze způsobem, jakým vypínají (přerušují) proud, který jimi protéká. Zapínací mechanismus i poměry v zapnutém stavu jsou v základních principech shodné. V dalším textu budeme uvažovat jen tyristorovou strukturu součástek GTO a IGCT a zaměříme se především na vypínací proces. Činnost součástek GTO a IGCT lze kvalitativně sledovat na náhradním zapojení na obr. 1b.

Přechod J1 (P₁N₁) plní funkci závěrného přechodu a přechod J2 (N₁P₂) funkci blokovacího přechodu. Blokovací schopnost součástky (parametr V_DRM) je proto určována průrazným napětím přechodu J2. Tyristorovou strukturu zapneme řídicím zapínacím proudovým impulsem iFG, přivedeným do báze náhradního tranzistoru VT1 (obr. 1b). V důsledku zapnutí VT1 zapne i druhý tranzistor VT2 a tím se mezi nimi uzavře kladná zpětná vazba. Pro tyristorovou strukturu to znamená přechod do stabilního zapnutého stavu. Z  hlediska praxe je důležité, že tyristorová struktura v zapnutém stavu vykazuje propustný úbytek odpovídající pouze jednomu přechodu PN. Například propustný proud 500 A vytvoří na výkonové diodě (tedy na jednom přechodu PN) propustný úbytek 1,4 V a na tyristoru 1,6 V. Je tedy zřejmé, že i ztráty vytvořené propustným proudem jsou u tyristorové struktury relativně malé. Nejobtížnějším úsekem pracovní periody tyristorové struktury je proces vypnutí. Připomeňme, že podmínkou pro možnost vypnout součástku (GTO i IGCT) řídicím elektrickým impulsem je rozčlenění její katody (vrstvy N₂) do velkého množství paralelně zapojených katodových (emitorových) elementů („prstů“), z nichž každý je obklopen řídicí elektrodou, tj. vrstvou P₂ (v obr. 1a není naznačeno).

Nyní si všimněme vypínacího procesu u součástky GTO. Vypnutí se zde dosáhne zrušením zmíněné kladné zpětné vazby mezi VT1 a VT2 (obr. 1b). Dosáhneme toho přiložením záporného napětí na řídicí elektrodu G vzhledem ke katodě K. V důsledku toho jsou díry dosud přítomné ve vrstvě P₂ i díry nově přicházející do P₂ z anody (tj. vstřik a_pI_A) odvedeny proudem i_RG do elektrody G, emitorový přechod J3 (tj. přechod P₂N₂) přechází do vypnutého stavu a tím vstřik elektronů a_nI_K zaniká. Katodový proud I_K k nule však neklesá skokově, nýbrž postupně během několika mikrosekund. Je to způsobeno skutečností, že katodové elementy („prsty“), tedy jednotlivé části přechodu P₂N₂, jednak nevypínají přesně současně a jednak každý z nich vypíná postupně, což má nepříznivé důsledky. Každý katodový element totiž vypíná postupně od svého obvodu (tj. styku s P₂) a v důsledku toho je katodový proud I_K (neboli anodový proud na dráze anoda – katoda) zahušťován („přiškrcován“) do stále užších kanálů či proudových vláken. Tento jev je označován jako filamentace. Zánik (uzavření) proudových vláken znamená zánik vstřiku elektronů a_nI_K, tedy proudu I_K. Současně s tím se na přechodu J2 objevuje vzrůstající blokovací napětí součástky V_D. Uvedené zužování průřezu, kterým prochází proud I_K, má za následek nárůst proudové hustoty v proudových vláknech, což vede k jejich lokálnímu přehřátí. Jde o rizikový jev, který – pokud by se plně rozvinul – by způsobil destrukci součástky. Uvedené riziko lze odstranit připojením tzv. odlehčovacího obvodu pro vypínání (turn-off snubber) paralelně k součástce. Jeho jádrem je nenabitý kondenzátor, který odvede část vypínaného proudu mimo součástku, resp. během vypínání zmenší nárůst blokovacího napětí na součástce, tj. parametr dV_D/dt.

Po zániku katodového proudu (I_K) je však součástka GTO ohrožena ještě jedním nebezpečím: z anody A protéká do řídicí elektrody G a odtud (zdrojem řídicích impulsů) do katody K ještě proud zprostředkovaný volnými nosiči, které difundovaly z vrstvy N₁ do ochuzené oblasti přechodu J2. Je znám jako proud doznívání (tail current) i_tail. Přítomnost volných nosičů v ochuzené oblasti přechodu J2 v době průtoku proudu doznívání způsobí, že gradient elektrického pole v ochuzené oblasti může vzrůst natolik, že vyvolá nárazovou ionizaci vedoucí ke zničení součástky. Tento jev je znám jako lavinový průraz (dynamic avalanche nebo avalanche breakdown). Řešení uvedeného rizika je založeno na technologických úpravách zaměřených na zmenšení počtu volných elektronů ve vrstvě N₁, resp. na jejich urychleném odvedení do anody A.

2. Odlehčovací obvody, technologické úpravy
Proud doznívání (tail current) i_tail součástky GTO protéká v období, kdy její blokovací (anodové) napětí V_D dosáhlo už značné hodnoty (obr. 3a). Součin současných hodnot napětí V_D a proudu doznívání i_tail však představuje ztrátový, tedy tepelný výkon ohrožující součástku, resp. snižující její vypínací schopnost. Ztrátový výkon při vypínání lze účinně omezit použitím již uvedeného odlehčovacího obvodu pro vypínání. Tento obvod se tedy při vypínání součástky GTO uplatní dvakrát: jednou před zánikem proudu I_K během tzv. filamentace a podruhé po zániku proudu I_K v období průtoku proudu i_tail. Jádrem odlehčovacího obvodu pro vypínání (turn-off snubber) je kondenzátor – při začátku každého vypínání vždy vybitý – připojený paralelně k vypínané („odlehčované“) součástce. Tento kondenzátor zpomalí rychlost nárůstu napětí na vypínané součástce (tj. sníží parametr dV_D/dt ) tak, aby okamžité hodnoty napětí a proudu, které se na ní současně vyskytnou, byly co nejmenší. Funkce odlehčovacího obvodu je pro vypínání součástek GTO natolik významná, že jejich výrobci udávají kapacitu kondenzátoru (C_s), který je nutné v odlehčovacím obvodu použít, má-li být zaručena vypínací schopnost součástky GTO (tj. opakovatelně vypínatelný proud I_TGQM). Známý jednoduchý odlehčovací obvod pro vypínání (sám však velmi ztrátový) obsahuje kromě kondenzátoru C_s ještě diodu a rezistor. Od odlehčovacích obvodů pro vypínání však požadujeme, aby – po výrazném zmenšení ztráty ve vypínaných součástkách – také ztráta v nich samotných byla minimální (teoreticky nulová) a aby samy byly jednoduché. Vzhledem k jejich zásadní důležitosti pro funkci součástek GTO bylo v letech 1977 až 1989 v odborných kruzích po celém světě intenzivně vyvíjeno obvodového řešení těchto odlehčovacích obvodů (sítí) pro vypínání. Pravděpodobně nejlepší (shodné) obvodové řešení přihlásili k patentování nezávisle na sobě dva autoři: Risto Komulainen ve Finsku a Rainer Marquardt v Německu, a to v srpnu, resp. v prosinci 1982. Někdy je jejich obvod chybně označován jako odlehčovací obvod Undelandův.

Analogicky k vypínacímu procesu také při zapínání polovodičové součástky vytvářejí v ní současné okamžité hodnoty napětí a proudu zapínací ztrátu. Odlehčovací obvod pro zapínání (turn-on snubber) je proto tvořen v podstatě tlumivkou v sérii s uvažovanou polovodičovou součástkou; v průběhu zapínání tlumivka zpomalí nárůst propustného proudu součástkou tak, aby proud dosáhl větších hodnot až v závěru zapínacího procesu součástky, kdy už napěťový úbytek na ní klesl na nízkou hodnotu. Tím je dosaženo zmenšení zapínací ztráty součástky. Řešení odlehčovacích obvodů pro zapínání nebývá v praxi obtížné, neboť u spínacích polovodičových součástek obvykle postačí zvolit indukčnost předřazené tlumivky tak, aby nebyl překročen katalogový údaj kritické strmosti růstu propustného proudu (di_T/dt)_cr. Zapínací ztráty výkonových polovodičových součástek obvykle bývají podstatně menší než jejich vypínací ztráty.

Z množství používaných technologických úprav se zde stručně zmíníme pouze o významné technologii zvané Buffer Layer Transparent Emitter, kterou švýcarský výrobce důsledně používá u součástek IGCT (viz dále) pro dosažení jejich optimálních vlastností. Tuto technologii lze však použít i při výrobě jiných polovodičových součástek. Obsahuje dvě úpravy: vložení vrstvy buffer layer mezi vrstvy P₁ a N₁ (což je známo též jako struktura PIN, v obr. 1a není naznačena) a zmenšení tloušťky vrstvy P₁, tj. anodového emitoru, tak, aby se stal „transparentní“, tedy dobře průchodný pro elektrony, které jím v závěru vypínacího procesu součástky odcházejí do anody.

Na obr. 2a si všimněme elektrického pole E v okolí blokovacího přechodu J2 (tj. N₁P₂) při vnějším přiloženém blokovacím napětí V_D. Pole o intenzitě E je důsledkem nepohyblivého prostorového náboje po obou stranách přechodu N₁P₂. U standardního uspořádání tyristorové struktury (obr. 2a) má E podél tloušťky vrstvy N₁ trojúhelníkový průběh a pro blokovací napětí V_D platí:

Je tedy vidět, že blokovací napětí V_D je úměrné ploše vodorovně šrafovaného trojúhelníku v obr. 2a. Vložením vrstvy N (buffer layer) s vhodnou koncentrací difundovaných donorů dosáhneme průběhu E podle obr. 2b. Je zřejmé, že stejné vodorovně šrafované plochy lichoběžníku, tedy i stejné hodnoty blokovacího napětí V_D, můžeme i při snížení maximální hodnoty E dosáhnout při menší tloušťce vrstev N₁ + N. Uvedeným uspořádáním se zmenší tloušťka křemíkové destičky (wafer) na asi 2/3 tloušťky standardního uspořádání, což vede k omezení propustných i spínacích ztrát. Menší tloušťka je navíc výhodná tím, že se blíží optimální tloušťce antiparalelní diody, je-li s tyristorovou strukturou GCT vytvořena na téže křemíkové destičce. U součástek GTO s integrovanou antiparalelní diodou bývala – v důsledku obvykle použité konvenční technologie Non-Punch-Through – tato dioda realizována na silnější vrstvě křemíku, než pro ni bylo optimální, což zbytečně zvyšovalo její ztráty.

Funkce „transparentního“ emitoru (tenká vrstva P₁ v obr. 2b) je založena na tom, že délka střední volné dráhy procházejících elektronů je větší než tloušťka vrstvy P₁, což znamená velkou pravděpodobnost, že při vypínacím procesu součástky budou tyto elektrony procházet vrstvou P₁, aniž by z ní uvolňovaly díry, a samy budou rekombinovat až na kovovém kontaktu anody. Tímto mechanismem je také podstatně omezen proud doznívání (tail current) i_tail a tím snížena vypínací ztráta součástky. U standardních součástek GTO se k tomuto účelu používají anodové zkraty (obr. 2a).

Jak vyplývá z předchozího výkladu, může být součástka IGCT výhodně řešena tak, že v témž pouzdru je na jedné křemíkové destičce (wafer) vytvořena struktura GCT i struktura antiparalelní diody. Je ovšem také možné celou destičku věnovat pouze struktuře GCT (a antiparalelně k pouzdru s GCT připojit diskrétní diodu).

3. Princip součástky IGCT a její přednosti
Součástka IGCT (Integrated Gate-Commutated Thyristor) je v podstatě velmi „tvrdě komutovaný“ (tj. extrémně rychle vypínaný) vypínací tyristor GTO. Je to právě rychlost vypínacího procesu, kterou se součástky GTO a IGCT navzájem liší. Zde je třeba uvést, že součástka IGCT je složena ze dvou základních částí: z tyristorové struktury GCT (která je umístěna v pastilkovém pouzdru obdobně jako součástka GTO) a z řídicího obvodu, ke kterému je pastilka GCT připojena co nejtěsněji, tedy k němuž je „integrována“; odtud první slovo v názvu součástky. Je tomu tak proto, že pro řádnou funkci GCT musí být strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu i_RG extrémně vysoká, a proto vlastní (parazitní) indukčnost zdroje řídicích vypínacích impulsů, včetně přívodů, musí být snížena na proveditelné minimum. Tyristorová struktura polovodičových součástek GTO a GCT zůstává v principu stejná, a proto lze základní vlastnosti obou součástek vystihnout stejným dvoutranzistorovým náhradním zapojením podle obr. 1b. U součástky IGCT se však vypínací řídicí proud i_RG zvětšuje tak strmě, že – zjednodušeně řečeno – dříve, než se výrazně změní rozložení nábojů na jednotlivých přechodech tyristorové struktury, je celý anodový proud I_A skokově převeden do řídicí elektrody G (tedy je „komutován řídicí elektrodou“, viz nezkrácený anglický název součástky). Tím je spodní tranzistor VT1 (tj. N₁P₂N₂) v podstatě skokově vyřazen a vypínání součástky GCT je převedeno na vypnutí horního tranzistoru VT2 (tj.P₁N₁P₂). Toto je právě principiální rozdíl oproti způsobu, kterým vypíná součástka GTO. Jinými slovy: extrémní strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu di_RG/dt způsobí, že vypínaná tyristorová struktura GCT je nejdříve převedena na tranzistorovou strukturu (P₁N₁P₂) a teprve potom následuje vypnutí tohoto tranzistoru. Proto – oproti GTO – má struktura GCT při vypínání tyto důležité přednosti: je vyloučena tzv. filamentace a problémy s ní spojené, není omezena strmost nárůstu blokovacího napětí (parametr dV_D/dt), není zapotřebí odlehčovací sítě (tedy kondenzátoru C_s a obvodů k němu připojených), jsou zmenšeny vypínací ztráty. Kromě toho je významně zkrácena vypínací doba. Znamená to, že součástka IGCT v sobě slučuje hlavní výhody tyristoru (malý propustný úbytek, malé ztráty propustným proudem) s výhodami tranzistoru, resp. součástky IGBT (výhodný způsob vypínání bez odlehčovací sítě).

Popsaný způsob vypínání součástky IGCT ilustrujme nyní na reálném příkladu. Celý anodový proud I_A musí být převeden do řídicí elektrody G za dobu nejvýše 1 µs; za tuto dobu musí tedy katodový proud I_K zaniknout. Je tedy zřejmé, že nezbytná strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu di_RG/dt závisí na parametru I_TGQM (největší vypínatelný proud součástky). Jako příklad uvažme I_TGQM = 3 000 A. Řídicí vypínací proud musí potom narůstat se strmostí di_RG/dt ł 3 000 A/µs. Velká obtížnost realizace zdroje takových řídicích impulsů vyplývá z toho, že uvedené strmosti musí být dosaženo pomocí relativně nízkého řídicího vypínacího napětí V_GK @ –20 V. Odtud dostáváme přísný požadavek na přípustnou velikost indukčnosti celého obvodu, kterým prochází řídicí vypínací proud i_RG (tedy včetně pastilkového pouzdra s GCT); v uvažovaném příkladu vychází L_s ł 6 nH. Nízká hodnota napětí V_GK vyplývá z požadavku neohrozit přechod J3 (P₂N₂) závěrným průrazným napětím. Ve vrstvě N₂ je totiž velká koncentrace difundovaných donorů (pro dosažení vysoké hodnoty vstřiku a_nI_K, což je důležité pro zapnutí součástky) a v důsledku toho je závěrné průrazné napětí přechodu P₂N₂ nízké. Pro srovnání ještě uveďme, že v uvažovaném příkladu by u součástky GTO byl parametr di_RG/dt asi 60krát nižší.

Součástku IGCT vyvinula firma ABB SEMICONDUCTORS, AG (Lenzburg, Švýcarsko) v roce 1993. Od té doby je stále zdokonalována.

Příklady průběhu napětí a proudů při vypínání součástky GTO a GCT jsou uvedeny na obr. 3a, 3b (převzato z [1]).

4. Porovnání součástek IGCT se součástkami IGBT pro použití v měničích
Pro stavbu moderních polovodičových měničů jsou v současné době k dispozici především již rozšířené výkonové součástky IGBT a v poslední době také součástky IGCT. Při zjednodušeném porovnání, které zde uskutečníme, budeme uvažovat napěťový střídač se spínací frekvencí součástek do 1 kHz. Nebudeme uvažovat ani sériové, ani paralelní řazení součástek.

Nejdříve uveďme výhodnou inherentní vlastnost součástek IGBT omezovat zvětšující se poruchový proud (obdobně jako je tomu u bipolárních tranzistorů), kdy pracovní bod opustí nasycenou oblast, čímž prudce vzroste napěťový úbytek na součástce. Větší ztráty samozřejmě součástce umožní setrvat v aktivní oblasti jen po asi 10 ms; to je však dostatečně dlouhá doba pro zjištění (detekování) poruchového proudu a jeho regulérní vypnutí signálem do řídicí elektrody. Tyristorové struktury, tedy ani GCT, tuto výhodnou inherentní vlastnost vytvořit časovou rezervu pro příchod vypínacího impulsu nemají.

Vcelku však pro stavbu střídače vycházejí výhodněji součástky IGCT, neboť:

• součástky IGCT jsou konstrukčně výrazně jednodušší, robustnější, a proto zřejmě i spolehlivější. Přestože v poslední době bylo u IGBT dosaženo významného pokroku tím, že pájené spoje byly nahrazeny přítlakem, zůstává trvalou nevýhodou nutnost sestavovat výkonové součástky IGBT paralelním řazením mnoha čipů;
• součástky IGCT mají menší propustný úbytek, a tím i menší ztráty v sepnutém stavu. Ve ztrátách celého napěťového střídače však mají značné zastoupení ztráty v antiparalelních diodách (ať už jsou připojeny k IGCT nebo k IGBT), takže celkové ztráty střídače se součástkami IGCT nebudou pronikavě menší. Ve [2] je mj. ukázáno, jak celkové ztráty závisejí na fázovém posuvu mezi proudem a napětím na výstupu střídače. Lze např. odhadnout, že v trakčním napěťovém střídači (podle časového zastoupení rekuperačního chodu, kdy je proud v antiparalelních diodách výrazně větší než ve strukturách GCT) se součástkami IGCT klesne celková zmařená energie v průměru na 80 % až 90 % velikosti, kterou by měla ve střídači se součástkami IGBT;
• významnou předností součástek IGCT – zvláště v drsných pracovních podmínkách střídače – jsou jejich vysoké hodnoty parametru I²t a neopakovatelného špičkového propustného proudu I_TSM. Součástky IGBT z principu své tranzistorové struktury nemohou takové parametry vykazovat. Tato skutečnost umožňuje chránit celý střídač se součástkami IGCT běžnou rychlou, tzv. polovodičovou pojistkou (F), jak je ukázáno na obr. 4. K tomuto schématu ještě poznamenejme toto: Při nižších hodnotách napájecího stejnosměrného napětí (V_DC < 1 kV) je možné, že konkrétní samotná vlastní (parazitní) indukčnost přívodů L_s omezí parametr di_T/dt natolik, že reaktor L_c bude moci odpadnout. Potom součástky C₀, D_c, R_c vytvoří plovoucí přepěťovou ochranu, nezbytnou pro chod střídače.

Závěrem ještě zopakujme, že jak součástky IGCT, tak i součástky IGBT mohou pracovat bez odlehčovacích obvodů pro vypínání. Jsou-li však tyto obvody použity, zvýší se tím vypínací schopnost obou typů součástek.